盡管LED在過去十年中已經有了顯著的改進，但是驅動技術并沒有跟上步伐，在某些方面，它是新應用的限制因素。尺寸是一個特殊的問題。大幅增加開關頻率有助于減小尺寸，但往往導致其他問題或代價高昂。北歐電力轉換器公司的首席執行官米奇·麥德森解釋了他的公司如何克服這些障礙，并通過設計高頻率的LED驅動器使其變得可行。

　　傳統20 W驅動器的比較，其中無源器件構成大部分體積，開關頻率為100 kHz，而新型NPC技術為30 MHz

　　LED技術革新了照明市場的效率，外形，壽命和控制能力，并繼續提供新的解決方案。LED驅動在過去的十年里有了些許的改進和優化，但是根本的問題仍然存在:自從1970年代引入開關電源以來，功率轉換技術基本上沒有改變。在尺寸、壽命和控制方面，LED已經超過了驅動它們的LED驅動。縮小這種差距的一種方法是大幅度提高開關頻率。這個想法并不新穎，但以一種商業可行的方式實現的可能性卻是。增加開關頻率的應用技術減少了無源儲能元件的尺寸。因此，它降低了尺寸、重量，從而降低了LED驅動程序的成本，同時提高了可靠性和壽命。

　　LED驅動器引起的LED系統限制

　　在過去的十年中，LED的功效已經提高了很多倍，并且價格也受到了相應的影響，并且還將繼續下去。功效的提高導致功耗降低，因此降低了對冷卻的需求。所有這些都導致更小的燈具具有更高的設計自由度和更低的成本。然而，提供和控制LED所需的LED驅動器沒有看到相同的重大改進。

　　首先，LED驅動器的尺寸和形狀因子由所需的部件設定，例如無源儲能元件(電感器和電容器)。其次，所需組件的有限壽命限制了LED驅動器的壽命和可靠性，導致它們成為LED系統故障的關鍵原因 - 并且通常早于用戶預期。第三，雖然LED驅動器的成本隨著數量的增加而減少，但進一步降低成本受到銅等傳統組件的原材料的限制。因此，LED驅動器需要新的創新以趕上LED的發展并滿足市場需求。

　　LED驅動器中無源元件的價值，尺寸和價格與開關頻率成反比，開關頻率的急劇增加將導致功率密度大大增加并降低成本。這個概念的好處是眾所周知的，同樣也是問題所在。如下所述，增加的開關頻率會導致嚴重的開關損耗，從而破壞硬開關開關電源(SMPS)的效率并導致系統故障。

　　傳統電源技術

　　第一款開關電源是在20世紀70年代早期開發的，從此成為電源和LED驅動器的市場標準。在40多年的研發中，電源的效率和功率密度得到了提高，從那時起，隨著技術的成熟和組件的優化，電源的性能也得到了提升。然而，改善步伐大大減少。

　　對于大多數LED驅動器的功率水平，公布的一些最佳結果是效率約為95%，功率密度為0.88 W / cm 3。這些結果是在具有受控環境且不關注成本的實驗室中實現的。對于商業產品，接受較低的效率和功率密度以降低成本。

　　大眾市場上一些最小的電源是Apple著名的方糖筆記本電腦充電器。60W版本的功率密度為0.59W / cm。(包括外殼和插頭)，效率為90%。對于USB充電器，效率和功率密度較低，效率約為75%，功率密度約為0.31 W / cm3。同樣的趨勢適用于具有差異的LED驅動器，具體取決于功率水平，規格，性能和價格。在較低功率水平下效率和功率密度的下降部分是由于外殼，插頭，控制，啟動，保護和其他內務處理電路與功率水平無關，部分原因是與價格的權衡。隨著功率水平的提高，效率變得更加重要，通過提高效率，價格上漲通常更容易接受。

　　開關損耗會影響開關頻率

　　傳統的SMPS拓撲結構如降壓，升壓和反激是硬開關，這意味著電路板上的MOSFET半導體在其上有電壓和/或電流通過時會切換。結果是每次導通時MOSFET中的能量都會耗散。這被稱為開關損耗。在傳統的轉換器中，開關頻率被選擇作為效率(開關損耗)，尺寸和成本之間的折衷。在大多數商業產品中，選擇50-400 kHz范圍內的開關頻率，因為這給出了公平的權衡。

　　該頻率范圍內的典型SMPS如圖1所示。這里可以清楚地看到，無源儲能元件，電容器和磁性元件構成了大部分體積。物料清單(BOM)的細分通常會導致無源和有源組件之間的分別為60%和40%。因此，通過減少無源元件可以實現顯著的尺寸和成本優勢。由于這些元件的數值，尺寸和成本與開關頻率成反比，直接的方法是將開關頻率顯著提高到MHz范圍，甚至達到甚高頻(VHF)范圍(30) -300 MHz)。然而，將頻率簡單地增加到VHF范圍將使開關損耗增加近1,000倍。

　　為了避免開關損耗并且能夠在保持高效率的同時增加頻率，必須使用新的拓撲結構。利用諧振轉換器，可以實現零電壓開關(ZVS)，從而可以避免由寄生開關電容引起的開關損耗。存在三組諧振轉換器：串聯諧振，并聯諧振和串并聯諧振轉換器。

　　串聯諧振轉換器具有最高的效率和最低的復雜性，但在輸出調節方面存在基本挑戰，特別是對于輕載和空載情況。

　　并聯諧振轉換器具有更好的負載調節，但它們的諧振電流不隨輸出功率而變化。即使在輕負載時也會導致滿負載損耗，從而導致非常低的輕負載效率。

　　串并聯諧振轉換器具有串聯諧振和并聯諧振元件。這些元件可以平衡，以獲得串聯諧振和并聯諧振拓撲的優點，同時顯著降低其缺點。LLC轉換器是諧振轉換器最常用的拓撲結構。它可以設計為零電壓開關(ZVS)，以減少開關損耗并提高頻率。LLC轉換器通常用于降壓應用，從幾百伏到幾十伏，通常功率范圍為400-4000瓦[1]。

　　自20世紀80年代以來，已經進行了研究，將諧振RF放大器(逆變器)與整流器結合用于DC / DC轉換器[2,3]。利用這些類型的轉換器，可以實現ZVS和/或零電流開關(ZCS)。在這種情況下，當跨越/通過它的電壓和/或電流為零時，MOSFET導通。從理論上講，如果切換是在瞬間和恰當的時間完成的，那么這應該可以消除開關損耗。在實踐中，可以通過與理想情況的輕微偏差實現非常高的效率。

　　VHF諧振轉換器

　　在過去十年中，在VHF系列中運行的這類轉換器的重點和研究已經增加。進入這個頻率范圍可以大大減少對被動儲能和磁芯的需求。電解電容器可以用空心磁性元件和陶瓷電容器代替，從而最大限度地減小尺寸和價格，同時延長使用壽命[4,5]。

　　開關頻率在30到300 MHz之間，選擇拓撲時的主要問題是開關損耗。由寄生輸出電容引起的MOSFET開關損耗隨開關頻率線性增加，并成為這些頻率的主要損耗機制，如果拓撲結構沒有考慮到這一點。

　　大多數拓撲結構都來自E類逆變器，它利用了設計中開關的輸出電容，并確保在MOSFET導通之前電容完全放電。一些拓撲結構也可以實現零電流開關(ZCS)。這消除了由例如MOSFET封裝中的寄生電感引起的損耗。盡管在功率轉換器中通常不是很大的損耗機制，但這導致電壓的導數在開關實例(ZdVS或ZDS)處為零，因此是相關的。如果MOSFET沒有在正確的時間完全導通，它可以減少影響，因為它上面的電壓將在一段時間內接近零。

　　基本的E類轉換器是迄今為止最不復雜的拓撲結構，并且有很好的描述。在各個組件不會相互嚴重影響的情況下，可以使用簡單的設計流程。逆變器僅由一個MOSFET，兩個電感器和一個電容器組成。它非常適合具有低輸入電壓的應用，但對于具有高輸入電壓的應用(例如電源)，電壓應力是開關上輸入電壓的3.5倍是這種拓撲結構的主要缺點。如果設計為在最佳情況下工作，則電感器對于限制瞬態響應和功率密度的任何拓撲結構而言是最大的。然而，逆變器可以設計成在較小的標稱情況下操作，具有較小的電感器和較快的瞬態響應。

　　SEPIC轉換器可以看作E級轉換器的略微修改版本，原理圖中唯一的區別是諧振回路中的電感器被移除。這不僅減少了電感器的數量，而且其余兩個電感器也將小于E級(如果設計為接近最佳值)。然而，SEPIC的設計更復雜，因為逆變器和整流器不能單獨設計，因此所有部件相互影響。因此，使用SEPIC可以在效率，瞬態響應，尺寸和成本方面實現更好的性能，但設計更復雜。

　　類φ 2

　　類φ 2逆變器也是E級的改進型，唯一的區別是增加了LC電路，通過使其更加梯形來降低MOSFET兩端的電壓。雖然這是降低電壓應力的好方法，但陡峭的電壓曲線需要更大的電流，使損耗大于E類逆變器。雖然它有2個額外的元件，但與E類逆變器相比，物理尺寸可以或多或少與電感器相同。由于較高的諧振電流，總損耗大于E類逆變器。如果可以從另一類MOSFET中進行選擇，例如100 V器件而不是150 V器件，那么這可能是可以接受的，但如果不是這樣的話。E級或SEPIC是更好的選擇。

　　DE

　　類DE逆變器是由與E類逆變器相同數量的元件組成的半橋逆變器; 只有最大的電感被開關取代。因此，該拓撲僅具有一個電感器，其同時小于其他拓撲中的任何電感器。MOSFET上的峰值電壓是迄今為止在任何逆變器中看到的最低電壓，電流也是最低的。

　　類φ 2逆變器是單開關逆變具有最低電